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Tiefpass


Als Tiefpass bezeichnet man in der Elektronik solche Filter, die Signalanteile mit Frequenzen unterhalb ihrer Grenzfrequenz annähernd ungeschwächt passieren lassen, Anteile mit höheren Frequenzen dagegen dämpfen. Entsprechende Filterfunktionen können auch in anderen Bereichen, wie zum Beispiel Mechanik, Akustik oder Hydraulik vorkommen, sie werden dort meist jedoch nicht so genannt. Auch jede Art von mechanischer Trägheit wirkt sich tiefpass-bildend aus. Mit der Abschwächung verbunden ist eine Zeitverzögerung, durch die sich bei sinusförmigem Signalverlauf der Phasenwinkel verschiebt.

Anwendung

Tiefpassfilter können verschiedenartig realisiert werden. Im Rahmen der Elektronik sind passive analoge Tiefpässe üblich, die aus Widerständen, Spulen und Kondensatoren bestehen. Durch schaltungstechnische Erweiterungen um aktive Bauelemente, wie Operationsverstärker oder Transistoren, können aktive analoge Tiefpässe realisiert werden.

Eine weitere Variation besteht im Rahmen der digitalen Signalverarbeitung als zeitdiskretes Tiefpassfilter in Filterstrukturen wie dem FIR- oder IIR-Filter. Die Realisierung kann in digitalen Schaltungen wie FPGAs oder mittels sequentieller Computerprogramme erfolgen.

Tiefpässe für hohe Leistungen im Bereich der Hochfrequenztechnik und elektrischen Energietechnik werden in analoger Technik aus Kondensatoren und Spulen aufgebaut. Hauptanwendung ist die Hochfrequenztechnik, man findet sie auch an den Lastausgängen von Frequenzumrichtern, Klasse-D-Verstärkern, Schaltnetzteilen und in Netzfiltern.

Tiefpass-Filter in der Niederfrequenztechnik werden anwendungsbezogen auch als Höhensperre, Höhenfilter, Treble-Cut-Filter, High-Cut-Filter, oder Rauschfilter bezeichnet. Diese Begriffe sind in der Tontechnik gebräuchlich; sie weisen darauf hin, dass ein solches Filter, zum Beispiel in einem Equalizer, die „Höhen“ des Signals bzw. das Rauschen abschwächt, das vorwiegend hohe Frequenzen enthält; siehe auch Entzerrung (Tontechnik). Weiterhin sind Tiefpässe den Tieftonlautsprechern in Lautsprecherboxen vorgeschaltet.

Tiefpassfunktionen kommen auch in der Mechanik (Schwingungsdämpfung), Akustik (die Schallausbreitung tiefer Frequenzen ist verlustärmer), Optik (Kantenfilter), Hydraulik oder der Lichtausbreitung in der Atmosphäre vor, werden dort jedoch nicht so genannt. In der Messtechnik wird der Tiefpass auch als arithmetischer Mittelwertbilder bezeichnet und angewendet, z. B. im Drehspulmesswerk oder bei der Erzeugung einer variablen Gleichspannung mittels Pulsweitenmodulation.

Eine Sonderstellung eines Tiefpassfilters nimmt der ideale Tiefpass ein. Dieser Tiefpass weist eine nicht kausale Übertragungsfunktion auf und kann daher in der Praxis nicht realisiert werden. Er dient wegen seiner einfachen Übertragungsfunktion in der Filtertheorie als vereinfachtes Modell. Reale Tiefpässe können sich nur möglichst gut der Eigenschaft des idealen Tiefpasses annähern.

Mit Hilfe von Filter-Transformationen kann aus dem Tiefpass ein Hochpass oder auch ein Bandpass gebildet werden.

Darstellung

Der allgemeine mathematische Ansatz für ein Filter führt auf eine Differentialgleichung. Speziell für sinusförmige Größen lässt sich deren oft mühsame Lösung umgehen mit der Verwendung komplexwertiger Größen, siehe komplexe Wechselstromrechnung.

Auch der Frequenzgang beschreibt vollwertig das Verhalten des Filters. Diesen stellt man durch das komplexe Spannungsverhältnis H = Ua /Ue ( bzw. durch das Verstärkungsmaß A(w) = 20 log10 |H(w)| ) und den Phasenverschiebungswinkel φ zwischen Ua und Ue anschaulich mit Bode-Diagramm oder Ortskurve dar.

Tiefpass 1. Ordnung

Beschreibung

Im einfachsten Fall besteht ein Tiefpass aus einer Widerstand-Kondensator-Kombination (RC-Glied) und stellt ein Butterworth-Filter mit 1. Ordnung in folgender Anordnung dar:

Einer sprunghaften Änderung der Eingangsspannung Ue folgt die Ausgangsspannung Ua um dieselbe Sprunghöhe, aber verzögert im Verlauf einer Exponentialfunktion mit einer Zeitkonstante τ = RC.

Einer sinusförmigen Eingangsspannung mit der Frequenz f folgt am Ausgang gemäß der Spannungsteilerformel wieder eine sinusförmige, aber frequenzabhängig abgeschwächte Spannung

[math]U_a = U_e \cdot \frac{\vert X_C \vert}{\sqrt{X_C^2 + R^2}} = \frac {U_e} {\sqrt{ 1 + (\omega CR)^2}}[/math]

wobei [math]U_a\ [/math] und [math]U_e\ [/math] die Beträge der Aus- bzw. Eingangsspannung bezeichnen, [math]|X_C| = \frac1{\omega C}[/math] den Betrag des Blindwiderstands des Kondensators und [math]\omega = 2 \pi f[/math] die Kreisfrequenz.

In logarithmischer Darstellung über der Frequenz (Bode-Diagramm) hat das Teilungsverhältnis zwei Asymptoten. Es geht bei niedrigen Frequenzen gegen 1 und für Gleichspannung (Frequenz f = 0) wird [math]U_a = U_e\ [/math]. Zu hohen Frequenzen nimmt es mit 6 dB/Oktave bzw. 20 dB/Dekade ab. Unter der Grenzfrequenz fc (cutoff frequency) versteht man diejenige Frequenz, bei der sich die Asymptoten schneiden. Hier ist

[math] U_a = U_e/\sqrt2\approx U_e \cdot 0{,}707 [/math]

(d. h. Ua ist gegenüber Ue um 3 dB abgeschwächt). Die Grenzfrequenz beträgt [math]f_c=\frac 1{2 \pi R C}[/math]

Weicht die Frequenz um mehr als eine Zehnerpotenz von der Grenzfrequenz ab (nach oben oder unten), so kann die Kurve mit einer relativen Abweichung von weniger als ½ % durch die jeweilige Asymptote ersetzt werden.

Mit Operationsverstärkern können aktive Tiefpässe realisiert werden. Diese haben den Vorteil, dass der Frequenzgang unabhängig von der am Ausgang angeschlossenen Last ist. Der Betrag der Ausgangsspannung dieses Tiefpasses ist

[math]U_a = -U_e \cdot \frac {R_2} {R_1} \cdot \frac{\vert X_C \vert}{\sqrt{X_C^2 + R_2^2}}\ [/math]

Bei der Grenzfrequenz [math]f_c=1/(2 \pi R_2 C)[/math] ist die Verstärkung entsprechend auf das [math]\sqrt \tfrac 1 2[/math]-fache der Gleichspannungsverstärkung abgefallen, die (abgesehen von der Vorzeichenumkehr) [math]R_2/R_1[/math] beträgt.

Herleitung der Formel

In der Darstellung der Wechselgrößen durch komplexe Größen gilt für das Spannungsverhältnis laut Spannungsteilerregel:

[math] \underline H= \frac {\underline {U_a}}{\underline {U_e}} = \frac{\underline {Z_c}}{\underline {Z_c} + R} = \frac{\frac1{\mathrm j \omega C}}{\frac1{\mathrm j\omega C} + R}= \frac1{1 + \mathrm j\omega CR} \quad [/math]

mit [math]\underline {Z_c} = \frac{1}{{\mathrm j}{\omega}{C}}[/math] = Widerstandsoperator bzw. Impedanz des Kondensators.

Mit einer Hilfsgröße

[math] \underline z = x + \mathrm j y = 1 +\mathrm j\omega CR[/math]
[math] \underline z = z\,\mathrm e^{\mathrm j\varphi}\quad \Rightarrow \quad z = \sqrt{x^2 + y^2} \quad \text{und} \quad \varphi = \arctan\left(\frac yx\right)[/math]
[math] \underline z = \sqrt{1 + (\omega CR)^2} \cdot \mathrm e^{\mathrm j \cdot \arctan(\omega CR)}[/math]

erhält man

[math] \underline {H} =\frac1{\underline z} =\frac1{\sqrt{ 1 + (\omega CR)^2}} \cdot \mathrm e^{-\mathrm j \cdot \arctan{(\omega CR)}}[/math]

Diese Gleichung stellt die Ortskurve für die komplexe Spannungs-Übertragungsfunktion dar.

Folgerungen

Daraus leiten sich ab:

Beträge

Bei Übergang auf Beträge und Blindwiderstand (reelle Größen) ergibt sich die oben angegebene Formel

[math]\begin{align} H & =\frac1{\sqrt{1 + (\omega CR)^2}}=\frac1{\sqrt{(\omega C)^2 ((\frac 1{\omega C})^2 + R^2)}} = \frac{(\frac1{\omega C})} {\sqrt{ \left((\frac 1{\omega C})^2 + R^2\right)}}\\ & =\frac{\vert X_C \vert}{\sqrt{X_C^2 + R^2}} \end{align}[/math]
Augenblickswerte

Die Zeitfunktion für die sinusförmige Schwingung erhält man aus dem Imaginärteil der trigonometrischen Form des rotierenden komplexen Zeigers:

[math] \underline {H}(t) = {H} \cdot {e^{{\mathrm j} \cdot ({{\omega}{t} + {\varphi}})}}[/math]
[math] \operatorname{Im}(\underline {H}(t))= {H} \cdot \sin({\omega}t + {\varphi})[/math]

Für die Zeitfunktion folgt dann:

[math] \ {H(t)} = \frac1{\sqrt{ 1 + (\omega CR)^2}} \cdot \sin{(\omega t+{\varphi}) } [/math]

mit [math] {\varphi}[/math] dem Nullphasenwinkel

Amplitudengang
[math] H(\omega) = \frac {\hat u_a}{\hat u_e} = \frac1{\sqrt{1+(\omega CR)^2}} [/math]
Phasengang
[math] \varphi(\omega) = -\arctan({\omega}{C}{R})[/math]

Tiefpass 2. Ordnung

Einen Tiefpass zweiter Ordnung erhält man, indem man zu R eine Induktivität L in Reihe schaltet, da deren Blindwiderstand XL ebenfalls eine – und zwar zum Kondensator-Blindwiderstand XC gegenläufige – Frequenzabhängigkeit besitzt. Dabei wird R so groß gewählt, dass keine oder nur eine geringe Spannungsüberhöhung des Frequenzgangs entsteht.

Die Übertragungsfunktion eines solchen Tiefpasses ist

[math]\frac{\underline U_a}{\underline U_e}=\underline H(\omega)=\frac{\underline{Z_2}}{\underline Z_1+ \underline Z_2} [/math]

mit

[math]\underline Z_1=R+\mathrm jX_L, \quad \underline Z_2 = -\mathrm jX_C, \quad X_L=\omega\cdot L, \quad X_C=\frac{1}{\omega\cdot C}[/math].

In Real- und Imaginärteil getrennt:

[math]\begin{align} \underline H(\omega) &= \frac{X_C}{X_C-X_L+\mathrm jR}\\\\ &= \frac{X_C^2-X_C\cdot X_L}{(X_C-X_L)^2+R^2}-\mathrm j\frac{R\cdot X_C}{(X_C-X_L)^2+R^2} \end{align} [/math]

Damit fällt die Ausgangsspannung Ua oberhalb von fc schneller (mit 12 dB/Oktave bzw. 40 dB/Dekade) ab, da nun nicht nur |XC| kleiner sondern zugleich |XL| größer wird.

In dieser Variante werden im Niederfrequenzbereich große Induktivitäten gebraucht (bis zu mehreren Henry). Diese haben schlechte elektrische Eigenschaften und besitzen recht große geometrische Ausmaße. Heutzutage kommen Tiefpässe zweiter und höherer Ordnung nur noch in der Stromrichtertechnik zum Einsatz. In der Nachrichtentechnik hingegen werden Filter mittlerweile durch Operationsverstärker-Schaltungen realisiert. Diese Filter werden als aktive Tiefpässe (bzw. aktive Filter) bezeichnet und sind nach ihren Erfindern auch als Sallen-Key-Filter bekannt.

Im Hochfrequenzbereich, beispielsweise beim Bau von Sendeanlagen ist R immer null, um Wärmeverluste zu vermeiden. Diese Schaltung wird aus zwei Gründen verwendet:

Tiefpass n-ter Ordnung

Durch das Hintereinanderschalten von mehreren Tiefpässen kann man dessen Ordnung erhöhen. Beispielsweise bilden zwei hintereinandergeschaltete Tiefpässe 2. Ordnung einen Tiefpass 4. Ordnung. Die Dämpfung ändert sich dabei oberhalb der Grenzfrequenz mit 4·20 dB/Dekade = 80 dB/Dekade, was einer Flankensteilheit von 24 dB/Oktave entspricht.

Zwei zusammengeschaltete Tiefpässe mit gleicher Grenzfrequenz ergeben aber keinen Tiefpass höherer Ordnung derselben Grenzfrequenz. Für die Dimensionierung eines Tiefpasses mit gewünschter Grenzfrequenz stehen spezielle Formeln und Tabellen zur Verfügung.

Zusätzlich tritt das Problem auf, dass ein Tiefpass in einer Kette vom Ausgangswiderstand des vorgeschalteten und dem Eingangswiderstand des nachgeschalteten Tiefpasses beeinflusst wird. Diesem Effekt kann mit Impedanzwandlern entgegengewirkt werden.

Allgemein werden für ein Filter n-ter Ordnung n speichernde Elemente (also Kondensatoren oder Spulen) benötigt.

Die Dämpfung eines Tiefpasses n-ter Ordnung nimmt oberhalb der Grenzfrequenz mit n·20 dB/Dekade zu.

Emphasis und Deemphasis

Bei der statischen Frequenzgangveränderung, der Emphasis und der Deemphasis wird anstatt der Grenzfrequenz üblicherweise die Zeitkonstante angegeben [1] .

Siehe auch

Literatur

  • Ulrich Tietze, Christoph Schenk und Eberhard Gamm: Halbleiter-Schaltungstechnik. Springer-Verlag, 2002, 12. Auflage, ISBN 3-540-42849-6.

Weblinks


Kategorien: Elektrische Schaltung | Filter (Elektrotechnik)

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